調(diào)節(jié)濾波器各組件以提高最大降噪效果
在DC到低頻傳感器信號(hào)調(diào)節(jié)應(yīng)用中，僅依靠?jī)x表放大器的共模抑制比(CMRR)并不足以在惡劣的工業(yè)使用環(huán)境中提供穩(wěn)健的噪聲抑制。要想避免多余噪聲信號(hào)的傳播，對(duì)儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進(jìn)行正確的匹配和調(diào)節(jié)至關(guān)重要。最終，才能讓內(nèi)部電磁干擾/無線電頻率干擾(EMI/RFI)濾波和CMRR共同作用，降低其他噪聲，從而達(dá)到可以接受的信噪比(SNR)。
例如，請(qǐng)思考圖1所示低通濾波器實(shí)施。電阻傳感器通過一個(gè)低通濾波器網(wǎng)絡(luò)差動(dòng)連接至一個(gè)高阻抗儀表放大器，而低通濾波器網(wǎng)絡(luò)由RSX和CCM組成。理想情況下，如果每條輸入支線的CCM都完全匹配，則兩個(gè)輸入端共有的噪聲量將在到達(dá)INA輸入端以前得到相應(yīng)的降低。
圖1共模輸入濾波
共模濾波器電容(Ccm)完全匹配時(shí)，噪聲幾乎被徹底消除。圖2顯示了TINASPICE仿真的這一結(jié)果，其將一個(gè)100mVpp、100kHz的共模誤差信號(hào)注入到INA333輸入端。
圖2INA333共模濾波的完全輸入RC匹配舉例仿真
這種方法存在的問題是現(xiàn)貨電容都有一個(gè)5%到10%的典型容差，這就是說如果每條支線的CCM反向不匹配，總差動(dòng)容差便會(huì)高達(dá)20%。圖3更好地表示了這種電容不匹配，同時(shí)還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入(eN)情況。
圖3RC不匹配和共模噪聲注入共模濾波
這種輸入不匹配(∆C)形成截止頻率誤差，使共模噪聲eN差動(dòng)進(jìn)入INA輸入，之后被增益輸出，成為誤差電壓。方程式1-3顯示了到達(dá)輸入端的共模噪聲量：
假設(shè)傳感器信號(hào)Vsensor的頻率遠(yuǎn)低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即fC≥100*fsensor），并且RS1=RS2，則轉(zhuǎn)換為差動(dòng)噪聲信號(hào)(eIN)并成為VIN組成部分的共模噪聲信號(hào)(eN)大小為：
方程式4進(jìn)一步表明，通過向INA333注入一個(gè)100mVpp、100kHz共模誤差信號(hào)，且1.6kHz濾波器截止頻率RC不匹配為10%時(shí)，其所產(chǎn)生的誤差如下：
圖4共模濾波器RC不匹配引起的INA333輸出誤差仿真（增益為101）
圖5顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進(jìn)是在儀表放大器輸入之間添加了一個(gè)差動(dòng)電容Cdiff。
圖5添加差動(dòng)電容(Cdiff)提高共模噪聲抑制效果
添加這種電容并沒有徹底解決問題，因?yàn)楸仨毎凑杖缦聝蓚€(gè)標(biāo)準(zhǔn)對(duì)Cdiff進(jìn)行調(diào)節(jié)：
1、差動(dòng)截止頻率必須足夠高，以遠(yuǎn)離信號(hào)帶寬，從而實(shí)現(xiàn)充分的濾波穩(wěn)定。
2、差動(dòng)截止頻率必須要足夠低，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器CMRR能夠?qū)崿F(xiàn)剩余噪聲抑制，最終達(dá)到可以接受的SNR。方程式5給出了進(jìn)行這種調(diào)節(jié)的一般原則：
圖6顯示了VinP和VinN曲線圖與無Cdiff和Cdiff=F時(shí)兩種頻率的對(duì)比情況。請(qǐng)注意，沒有差動(dòng)電容時(shí)，INA333的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出，成為最終降低SNR的噪聲。Cdiff=F時(shí)，VinP和VinN之間的差最小。
圖6Cdiff=0和Cdiff=1F時(shí)，VinP和VinN的曲線圖
圖7顯示了Cdiff=F時(shí)INA333輸出的總噪聲性能改善情況。
圖7INA333使用Cdiff時(shí)獲得改善的噪聲濾波仿真情況
總之，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應(yīng)該有一個(gè)差動(dòng)電容，且其大小至少應(yīng)比共模電容高10倍。這樣，通過減小Ccm不匹配的影響，讓共模噪聲變?yōu)椴顒?dòng)噪聲，從而極大地提高濾波器的效率。